В рубрику "Решения операторского класса" | К списку рубрик | К списку авторов | К списку публикаций
Николай Слепов
Независимый эксперт
Существенный прогресс в увеличении длины передачи в 2003 г. был достигнут только благодаря использованию прогрессивных модуляционных форматов, в частности формата CS-RZ [6]. В этом эксперименте сигнал 160 Гбит/с формировался с помощью процедуры OTDM из четырех 40-Гбит/с компонентных сигналов (трибов). Для систем с подавлением несущей важно было контролировать оптические фазы TDM-каналов, что достигалось применением четырех электроабсорбционных модуляторов (EAM), работающих по схеме с бит-интерливингом и формирующих сначала пару 80-Гбит/с TDM-сигналов, а затем сигнал 160 Гбит/с в двух вариантах: CS-RZ (с начальными фазами 0 и 180°) и синфазный (с фазой 90°) RZ. Их спектры представлены на рис. 1 (см. часть 1).
Блок-схема эксперимента показана на рис. 2 (см. часть 1). Она включала маршрутную петлю (для многократного прохождения сигнала), состоящую из ОМ ОВ длиной 80 км и ОВ для компенсации дисперсии (DCF) с двумя усилителями EDFA для компенсации вносимого затухания. Для увеличения длины передачи сигнал 160 Гбит/с подавался на вход системы чирпованным (путем включения ОВ с отрицательной GVD=-650 пс/нм, которая компенсировалась перед приемником отрезком ОМ ОВ), а также усиливался на выходе усилителем Рамана (с диодным массивом накачки DRA). В приемнике сигнал демодулировался в два приема: 160->40 и 40->10 Гбит/с.
Результаты эксперимента отображены на рис. 3 (см. часть 1), где показаны достигнутые значения показателя качества Q и максимальной длины передачи для двух форматов сигнала: CS-RZ (сплошные линии) и RZ (пунктирные) для лучшего (верхние) и худшего (нижние) 10 Гбит/с каналов. Максимальная длина передачи составила 640 км для формата CS-RZ и 560 км для синфазного RZ-формата.
Близкие результаты были получены и в других экспериментах последних лет, использующих различные форматы модуляции [1, 10, 13], кратко рассмотренные ниже.
В работе [10] представлены результаты эксперимента по передаче на 650 км (5 пролетов по 130 км) сигнала со скоростью 170,6 Гбит/с в формате RZ-DPSK (скорость сигнала 160 Гбит/с была увеличена на 7% с учетом возможного применения FEC типа Рида-Соломона - РC).
Блок-схема эксперимента представлена на рис. 4а, а детали ОВ-пролета - на рис. 4б. Передатчик - настраиваемый лазерный диод с синхронизацией мод (TMLL), излучающий 2-пс импульсы с длиной волны 1551,5 нм и частотой повторения 10,7 ГГц, которые мультиплексируются с помощью Pulse OMUX в сигнал 42,6 ГГц (оптический триб). Четыре таких триба подаются на модуляторы (источник данных - псевдослучайная двоичная последовательность (PRBS) 27-1) и линейные кодеры, представленные манипулятором DPSK, а затем на двухступенчатый OTDM-мультиплексор Data OMUX, формирующий сигнал 170,6 Гбит/с. В отличие от модуляторов, описанных ранее [6], данные модуляторы не обеспечивают фиксированных фазовых соотношений между OTDM-трибами.
Сигнал 170,6 Гбит/с, прошедший 5 пролетов ОМ ОВ (рис. 4б), демультиплексируется до уровня 42,6-Гбит/с сигнала DPSK с помощью EAM и блока восстановления синхронизации (CR). Сигналы DPSK демодулируются интерферометром Маха-Цендера и детектируются балансным PSK-приемником, настроенным по уровню С/Ш с помощью аттенюатора ATT в точке R (рис. 4а).
Схема одного пролета ОМ ОВ длиной 130 км показана на рис. 4б. Она включает: прекомпенсатор дисперсии (-180 пс/нм); контроллер поляризации, позволяющий настроить уровень PMD; усилители EDFA-Raman - в начале и конце пролета; модуль DCM с усилителем EDFA (PDCM); посткомпенсатор накопленной дисперсии (сегмент ОВ с положительной дисперсией).
В [1] представлены результаты эксперимента по передаче OTDM-сигнала в формате RZ-DPSK, похожего на эксперимент в [10], но отличающегося тем, что в нем применялось коммерческое оборудование, реализующее кодирование DPSK и FEC. ВОЛС (длиной 480 км) была составлена из трех
пролетов, использующих схему ОВ с управлением дисперсией (DMF), длиной по 160 км. Потери на затухание 36 дБ/пролет компенсировались усилителями EDFA. Суть DMF - в использовании перемежающихся сегментов ОВ одного типа, но имеющих разный знак параметра дисперсии D.
Блок-схема эксперимента на рис. 5 включала: приемопередатчик линейного кода DPSK (слева) и звено передачи (справа). В передатчике с помощью лазера TMLL с длиной волны 1553 нм и блока умножения создается поток импульсов частотой 43 ГГц и шириной 1,8 пс. Этот поток модулируется источником сигнала с помощью двухтактного модулятора Маха-Цендера и кодируется передатчиком, включающим кодер DPSK и усовершенствованный кодер упреждающей коррекции ошибок (UFEC - он дает выигрыш 2 дБ в отношении С/Ш по сравнению с кодером FEC типа РС (255,239) при BER=10-16).
Для эксперимента использовалась максимально длинная PRBS 231-1, учитывая, что характеристики передачи чувствительны к длине PRBS-последовательности. Однако из-за UFEC-кодера DPSK-сигнал, передаваемый на скорости 43 Гбит/с, терял структуру (и свойства) PRBS. Этот сигнал на выходе мультиплексировался в поток 172 Гбит/с (4x43 Гбит/с) с помощью мультиплексора (OMUX), сконструированного так, чтобы сохранить хотя бы структуру PRBS 27-1 в потоке 172 Гбит/с, используя задержку в 63,5 бита на каскад. Она обеспечивала достаточную некоррелированность трибов 43 Гбит/с, сформированных по технологии OTDM.
Поток данных передавался через три 160 км пролета по ОВ типа Ul-trawave компании OFS Denmark с управлением дисперсией. Каждый пролет состоял из последовательно соединенных двух пар сегментов, состоящих из ОВ с большой площадью поперечного сечения (SLA) длиной 53 км и положительной дисперсией D=20 пс/нм/км и ОВ с отрицательной дисперсией (IDF), D=-40 пс/нм/км, длиной 27 км. Длина каждой пары -80 км, а двух пар - 160 км. Потери на пролете (36 дБ) компенсировались усилителями ED-FA. Мощность потока Psp на входе пролетов менялась от 6 до 14 дБм (средняя дисперсия GVD для пролета была 0,4 пс). На линии передачи не использовались: контроллеры поляризации (PC), меры по ослаблению влияния PMD или какие-то устройства компенсации CD.
В приемном тракте сигнал усиливался с помощью EDFA и подавался на демультиплексор, состоящий из схемы восстановления синхронизации, см. [18], и оптического переключателя, построенных на базе EAM. Полученный в результате поток 43 Гбит/с фильтровался полосовым фильтром с полосой 2 нм, а затем детектировался в приемной части приемопередатчика. Последняя включала: интерферометр с линией задержки 23,3 пс (DLI), балансный детектор и UFEC-декодер. Приемник автоматически настраивался на оптимальный BER, требуемый для UFEC. В режиме непосредственного соединения блоков B2B отношение С/Ш (OSNR) подстраивалось переменным оптическим аттенюатором (VOA), включенным между передатчиком и предусилителем приемной части.
На рис. 6 приведены значения BER в зависимости от отношения С/Ш для варианта B2B до и после передачи на 480 (3x160) км. Для получения BER=10-9 при скорости 172 Гбит/с, кодировании UFEC и варианте B2B требуется отношение С/Ш=24,8 дБ, тогда как при скорости 43 Гбит/с достаточно 18,3 дБ. Соответственно для получения такого же BER, но применительно к детектированному потоку 160 Гбит/с, требуется отношение С/Ш=18,3 дБ (а при 40 Гбит/с -13,3 дБ).
Оптимальные показатели системы были получены при сигнале на входе пролетов 11,5 дБм, (уровень BER 10-6 при кодеке UFEC). При мощности на входе пролета выше 12 дБм доминирует ухудшение сигнала, вызванное нелинейными искажениями в ОВ, ухудшая показатели системы в целом. Типичными были значения BER 1,3-2,8x10G при С/Ш=22 дБ. Это указывает, что для скорости 160 Гбит/с, даже при сверхдлинных пролетах (160 км), можно эксплуатировать ВОЛС длиной не меньше 1000 км [1].
При разработке 160 Гбит/с-систем передачи исследователи столкнулись с одной проблемой, которую были вынуждены преодолевать - высокой чувствительностью систем к дисперсии (CD, PMD) и ее изменению во времени. Единственным решением проблемы было сведение дисперсий к нулю. Поэтому интересным было бы любое новое решение, дающее те же результаты, что и раньше, но без использования мер по компенсации влияния дисперсии. Такое решение предлагала система с OFT, описанная в [13] и основанная на результатах работы [12].
Идея заключалась в том, чтобы преобразовать на входе системы с помощью OFT исходный временной сигнал, форма которого искажается дисперсией, в частотный сигнал, спектр которого не меняется под действием дисперсии, передать его на нужное расстояние, а на выходе системы снова преобразовать его, но уже с помощью обратного OFT, во временной сигнал, форма которого останется практически неизменной.
Результаты эксперимента, описанного в [13], показывают, что этого можно достичь, если применить OFT не к исходным временным сигналам, а к упомяну-тым выше TL-импульсам, или чирп-импульсам, пропущенным через дисперсионную среду определенной длины (с отрицательной GVD D=1/K, где K - скорость изменения частоты). Выполнение этих ограничений гарантирует, что выход OFT будет пропорционален спектру исходного сигнала, а значит, при обратном OFT исходный временной сигнал будет точно восстановлен.
Схема эксперимента [16] показана на рис. 7. Источник импульсов - ОВ-лазер с синхронизацией мод (MLFL), использующий ФАПЧ (PLL), - генерирует гауссовские TL-импульсы шириной 1,7 пс с длиной волны 1550 нм и тактовой частотой 40 ГГц. Поток импульсов затем модулируется модулятором (LN) по методу амплитудной манипуляции (OOK) сигналом PRBS 215-1 (PPG). Четыре потока 40 Гбит/с затем мультиплексируются (MUX) в сигнал 160 Гбит/с. Состояние поляризации OTDM-сигнала оптимизируется контроллером поляризации (PC).
Сигнал 160 Гбит/с передавался через 8 пролетов длиной около 75 км каждый (общая длина ВОЛС - 600 км) по ОВ, сформированному по схеме с управлением дисперсией: чередовались ОВ типа ОМ ОВ и ОВ с отрицательной дисперсией (IDF). Потери на затухание в пролетах компенсировались ОУ типа EDFA. На выходе системы сигнал демультиплексировался (DEMUX) с помощью EAM и подавался на схему OFT (OFTC). Сигнал синхронизации восстанавливался аналогично тому, как описано выше [18]. Более подробно схему с OFT см. в работе [12].
На рис. 8 показаны формы сигнала, не подвергнутого OFT (а) и подвергнутого OFT (б) (регистратор - оптический осциллограф). Видно, что в первом случае сигнал уширился с 1,7 до 2,8 пс и приобрел хвост (внизу справа), а во втором случае он уширился только до 1,9 пс и не имел хвоста.
На рис. 9 приведены измерения BER в зависимости от принятой приемником мощности. Эти измерения сделаны для двух длин ВОЛС (524 и 600 км) как при использовании OFT (сплошные линии), так и без него (пунктир), а также в режиме B2B. Видно, что выигрыш по мощности на приеме при BER=10-9 составляет 2 дБ (при передаче на 600 км).
Литература
Опубликовано: Журнал "Технологии и средства связи" #5, 2009
Посещений: 6819
Автор
| |||
В рубрику "Решения операторского класса" | К списку рубрик | К списку авторов | К списку публикаций
